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冗余容错PWM调制方法及该方法的模块化串联逆变器专利

专利号:201710433453.7

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专利名称:冗余容错PWM调制方法及该方法的模块化串联逆变器

技术领域:PWM调制,模块化串联,逆变器

IPC主分类号:H02M7/5387

申请号:CN201710433453.7

公开日:2019-06-04

说明书

冗余容错PWM调制方法及基于该方法的模块化串联逆变器

技术领域

[0001] 本发明属于电力电子领域,尤其是涉及一种冗余容错PWM调制方法及基于该方法的模块化串联逆变器。

背景技术

[0002] 近几十年,伴随着电力电子技术的飞速发展,基于全控性功率开关器件如IGBT的电压源换流器(voltage source converter,VSC)在电力系统中应用广泛,其中多电平变换器具有输出电压谐波含量低、开关损耗小、所适用的电压等级高等特点,在大功率场合如高压直流输电(high-voltage direct current,HVDC)、中高压电能质量治理等领域优势明显。
[0003] 模块化串联逆变器由于其拓扑采用高度的模块化结构,易于扩展系统和实现冗余控制,具有开关频率低,输出电压波形良好等优点,已经成为当前多电平变换器应用的支柱力量。但是,模块化串联逆变器的每一相由多个结构完全相同的子模块级联而成,输出功能很大程度上依靠子模块,一旦有子模块发生故障,就会影响模块化串联逆变器的正常工作,从而降低了系统运行的可靠性。因此,必须设置一定数量的冗余子模块,当子模块发生故障时能够及时被替换,保证模块化串联逆变器能够正常运行。在实际应用中,为了实现模块化串联逆变器的高效保护,常常将所有子模块(包括冗余子模块)投入工作而不设置专门的冗余子模块,当子模块发生故障后将其旁路,投入冗余子模块代替,从而保证了整个系统快速恢复。
[0004] 对模块化串联逆变器而言,调制策略的选择直接影响着其输出特性。目前常见的调制方法有最近电平逼近调制(nearest level modulation,NLM),载波层叠PWM调制(carrier disposition-PWM,CD-PWM)以及载波移相PWM调制(carrier phase-shifted PWM,CPS-PWM)。载波移相PWM由于其动态响应性能好,输出谐波特性优良,且易于结合附加控制,在工程上得到了广泛的应用。但是传统的载波移相PWM技术通过调制波与载波进行比较决定子模块中开关器件的通断,因此载波数与每一相投入的子模块数量一一对应。将传统载波移相PWM应用于含有冗余子模块的模块化串联逆变器时,由于模块化串联逆变器每一相中存在冗余子模块,且冗余子模块在整个运行过程中参与投切,因此子模块数与载波数无法一一对应。为了保证模块化串联逆变器的正常输出,需要将载波进行循环分配,由此产生了一些问题如子模块中的开关器件会产生不必要的开关动作增大其开关损耗、增大了对子模块中的开关器件的控制难度等。

发明内容

[0005] 本发明的目的是提供一种冗余容错PWM调制方法及基于该方法的模块化串联逆变器,无需对载波进行循环分配。
[0006] 实现本发明目的的技术解决方案为:一种冗余容错PWM调制方法,用于具有冗余子模块的模块化串联逆变器,包括以下步骤:
[0007] 步骤1:结合模块化串联逆变器控制策略确定各子模块的调制波信号;
[0008] 步骤2:根据模块化串联逆变器拓扑中含有的冗余子模块数量,确定各子模块三角载波的幅值,具体的:
[0009] 三角载波幅值的最小值Amin保持不变,最大值Amax由冗余子模块数量决定,即有:
[0010]
[0011] 其中,N为正常子模块个数,M为冗余子模块个数;
[0012] 步骤3:根据子模块的调制波信号与对应的三角载波信号确定该子模块的控制脉冲信号,进而控制子模块的投切状态。
[0013] 所述步骤1中控制策略为电容电压平衡控制策略,采集每个子模块直流电容电压值,将其与电压指令值比较后与流入各子模块电流的符号函数相乘得到修正调制波信号。
[0014] 之后对修正调制波信号进行归一化,作为输入PWM调制算法的调制波信号。
[0015] 所述步骤3确定子模块控制脉冲信号的具体方法为:当子模块的调制波信号大于对应的载波信号时,控制脉冲信号输出高电平;当子模块的调制波信号小于对应的载波信号时,控制脉冲信号输出低电平。
[0016] 基于该调制方法的模块化串联逆变器,所述模块化串联逆变器器拓扑为N+1电平单相级联H桥结构或N+1电平三相MMC结构,对于N+1电平单相级联H桥结构,拓扑由N个正常子模块和M个冗余子模块串联而成,对于N+1电平三相MMC结构,每一相由上下两个完全相同的桥臂构成,每个桥臂由N个正常子模块和M个冗余子模块以及电感串联而成,所述正常子模块与冗余子模块结构相同,均由带有反并联二极管的IGBT组成的全桥或半桥结构和直流电容C组成。
[0017] 各子模块输出端口并联旁路开关S,子模块正常运行时S处于断开状态,子模块发生故障时S闭合使其退出运行。
[0018] 本发明与现有技术相比,其显著优点是:1)本发明调制方法中的三角载波数量与子模块数量相等,当存在冗余子模块时无需对载波进行循环分配,简化了对子模块开关器件的控制难度,同时减少了不必要的开关状态,降低了子模块的开关频率;2)本发明模块化串联逆变器当子模块发生故障时可以通过直接闭合旁路开关切除故障模块,无需传统的正常子模块与冗余子模块的切换过程,降低了对系统造成的扰动。

附图说明

[0019] 图1是本发明模块化串联逆变器的拓扑图。
[0020] 图2是本发明调制方法的原理框图。
[0021] 图3是本发明调制方法中三角载波与调制波的波形图。
[0022] 图4是本发明调制方法中子模块的工作方式图。

具体实施方式

[0023] 下面结合附图和具体实施例,进一步阐述本发明方案。
[0024] 图1为模块化串联逆变器的拓扑图,模块化串联逆变器拓扑为N+1电平单相级联H桥结构或者N+1电平三相MMC结构,分别如图1(a)以及图1(b)所示。对于N+1电平单相级联H桥结构,拓扑由N个正常子模块和M个冗余子模块串联而成;而对于N+1电平三相MMC结构,每一相由上下两个完全相同的桥臂构成,每个桥臂由N个正常子模块和M个冗余子模块以及电感串联而成。正常子模块与冗余子模块结构相同,对于N+1电平单相级联H桥结构,由带有反并联二极管的IGBT组成的全桥结构和直流电容C组成;对于N+1电平三相MMC结构,则由带有反并联二极管的IGBT组成的半桥结构和直流电容C组成。对图1(b)中的全桥结构而言,在调制时可将其作为两个半桥结构对待。各子模块输出端口并联有旁路开关S,子模块正常运行时S处于断开状态,当子模块发生故障时则闭合S使其退出运行。
[0025] 如图2所示,模块化串联逆变器的冗余容错PWM调制方法,包括以下步骤:
[0026] 步骤1:结合模块化串联逆变器控制策略确定各子模块的调制波信号;
[0027] 所述步骤1中控制策略为电容电压平衡控制策略,通过控制各个子模块中直流电容的电压使其跟踪参考值,从而调整各个子模块的能量分配,减小直流电容电压波动。电容电压平衡控制策略采集每个子模块直流电容电压值,与电压指令值比较后与流入各子模块电流的符号函数相乘得到修正调制波信号,上述修正调制波信号经过归一化运算,作为后续输入载波移相PWM调制方法的调制波信号。
[0028] 步骤2:根据模块化串联逆变器拓扑中含有的冗余子模块数量,确定各子模块三角载波的幅值,具体方法为:三角载波幅值的最小值Amin保持不变,最大值Amax由冗余子模块数量决定,即有:
[0029]
[0030] 其中,N为正常子模块个数,M为冗余子模块个数。
[0031] 相比于传统的载波移相PWM调制方法,其改进之处在于三角载波幅值的最小值保持-1不变,而三角载波幅值的最大值由含有的冗余子模块数量计算确定。同时,三角载波信号的数量与包含冗余子模块在内的所有子模块一一对应。
[0032] 在图3中,N=10,M=2,三角载波的相位依次错开π/(N+M)=π/12,三角载波幅值的最小值Amin保持-1不变,最大值 从图3可以看出,虽然所述三角载波的数量为N+M,但在每一个载波周期的M/(N+M)段时间内,三角载波幅值的最大值Amax始终大于1,载波信号始终大于调制波信号,子模块控制脉冲信号维持低电平。通过调整子模块等效导通时间使得子模块在正常工作和冗余状态之间切换,可以保证模块化串联逆变器输出电平数依旧为(N+1)。当桥臂中的某个子模块发生故障时,可以直接闭合子模块中的旁路开关S使其退出运行,无需常规的替换投切操作,由于调制方法控制子模块对应的三角载波动态调整,不会对系统造成明显的扰动。
[0033] 传统载波移相PWM调制方法应用于(N+M)个子模块的MMC拓扑时,为了保证模块化串联逆变器输出电平数为(N+1),三角载波的数量需要固定为N。而在所述调制方法中,三角载波的数量不再固定为N,而与子模块总数保持一致即N+M,如图4所示。这样就可以在有效的降低对开关器件的控制难度的同时,减少不必要的开关状态,从而降低每个子模块中功率器件的开关频率fc,即有:
[0034]
[0035] 其中,fc0为采用传统载波移相PWM调制方法时子模块中功率器件的开关频率。
[0036] 步骤3:根据调制波信号与对应子模块的三角载波信号确定子模块的控制脉冲信号,进而控制子模块的投切状态,具体方法为:当第j个子模块的调制波信号大于对应的载波信号时,控制脉冲信号输出高电平;当第j个子模块的调制波信号小于对应的载波信号时,控制脉冲信号输出低电平。

冗余容错PWM调制方法及该方法的模块化串联逆变器委托购买说明

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